PCBInside

위 그림은 강하게 커플된 마이크로스트립(microstrip)에서 전형적인 NEXT와 FEXT를 보여준다.

가드 트레이스 통상 aggressor와 victim 사이이 패턴 폭 만큼의 spacing을 유지하며 삽입된다.

따라서 victim과 aggressor 사이의 거리(spacing)는 3 x width가 된다.

가드 트레이스에 사용되는 shorting via는 aggressor 신호 파장 1/10 간격으로 배치된다.

여기서, w = 5 mil, s = 5 mil로 하며, 사용되는 신호는 Tr = 100ps, 1V로 한다.

아래는 마이크로스트립(microstrip)에서 가드 트레이스가 있는 경우와 없는 경우,

그리고 가드가 있을 때, 터미네이션이 있는 경우와 없는 경우의 NEXT와 FEXT를 보여준다

아래는 스트립라인(stripline)의 경우이다.

다음은 가드 트레이스에 사용된 shorting via의 수를 달리한 경우를 보여준다.

파란색 - 9개, 연한 분홍색 - 5개, 녹색 - 3개, 진한 분홍색 - 양 끝만(2개)

via를 9개 이상 사용하는 것은 의미가 없다.

다음으로 아래 그림처럼 가드 트레이스의 길이가 커플링 영역보다 긴경에 대해서 살펴보자.

aggressor 신호의 Rt가 100ps인 경우 차이가 잘 보이지 않는다.

그러나, Rt를 50ps로 하면 길이 차이로 인한 효과가 잘 보인다(아래 그림)

커플링 영역 밖으로 확장된 길이를 더욱 크게 하면 100ps에서도 차이가 확연하다(아래 그림).

결론

1.  -50dB(0.3%) crosstalk 수준의 모든 고속 디지털 어플리케이션에서 guard trace는 필요없다. 이정도 crosstalk은 aggressor와 victim 사이 간격을 guard trace가 들어갈 정도로 벌려주는 것 만으로 달성할 수 있다.

2.  MS(Microstrip)에서, 끝에서만 trace가 터미네이션되거나 혹은 터미네이션되지 않은 guard trace가 사용된 경우, victim 라인에서 노이즈는 guard가 없는 경우보다 클 수 있다.

3.  잘 shorted 되더라도 guard trace는 이익이 별로 없다. shorting via를 사용하면 더 넓은 spacing을 필요로 하고 victim 라인은 더 멀어진다. 멀어지는 것 자체로 crosstalk은 더 줄어들게 된다.

4.  guard를 사용한 MS의 사용은 잠재적 이익은 거의 없고 바르지 않은 터미네이션의 위험을 제공한다. 민감한 라인은 차라리 SL(Stripline)을 사용해야 한다.

5.  SL에서, guard trace의 양 끝을 터미네이션 시키지 마라. 끝은 사용가능한 제일 작은 inductance via로 short되어야만 한다.

6.  guard trace에 대한 최적 구성은 양 끝에 shorting via를 사용하고 guard trace의 길이를 coupled region에 맞추는 것이다. SL 구조에서 사용될 때, 위와 같은 guard trace는 NEXT를 0.03%(-70dB isolation)이하로 줄인다. 이것은 guard가 없을 때의 0.3%(-50dB)와 비교된다. FEXT도 제거될 수 있다.

7.  coupling region 밖으로 guard trace를 확장시켜서 양 끝에 shorting via를 사용하는 것은 guard trace의 효과를 줄인다. 그것은 추가된 길이와 via의 유한한 inductance 때문이다.

자세한 것은 rise time과 라인의 dimension에 의존하므로, 실제 환경에서 guard trace의 실제 유용성을 확인하는 방법은 3D 시뮬레이션 밖에 없다.

* Dramatic Noise Reduction using Guard Traces with Optimized Shoring Vias, DesignCon 2013 내용 요악

 lossy dielectric material로 capacitor를 만들면, dielectric absorption이 주파수 변화에 따라서 C의 값을 변하게 할 수 있다. good dielectric은 주파수에 대해서 C값의 변화가 아주 천천이 이루어지게 한다. 질이 나쁜 dielectric은 주파수에 대한 capacitance의 변화를 더욱 심하고 뚜렷하게 한다. capacitance의 변화는 loss tangent와 직접적인 관련이 있다. loss tangent를 알고 있으면 C값의 변화를 대략 모델링할 수 있다.

C(f) = C0 * [ (jf/f0)^k ] = C*[(f/f0)^k ][ j^k]

           = 4.7*[j^(-0.006366)][1000^-0.006366]

           = 4.7*(0.9999-j.01)(0.956978)

J^k 항목은 loss tangent 0.01을 가져야 하므로 위와 같이 계산되고, 크기는 4.7*0.9999*0.956978 = 4.5가 된다.

Er(1M) = 4.5

Er(1G) = 4.7*0.9999*(1e6^-0.006366) = 4.3

 위 예제는 FR-4가 주파수에 대해서 어떻게 유전율이 변하는지를 보여준다. loss tangent(여기서는 0.01)는 주파수에 대해서 constant하지 않다. 따라서 제조사들은 일반적으로 worst-case인 0.02를 specify한다. 관심있는 주파수 대역의 최대 주파수에서의 유전율을 적용하는 것이 바람직해 보인다.