Common Mode Noise 일반

원 포인트 레슨 2012. 6. 25. 09:46

원인

1. common-mode 노이즈의 제일 큰 source = 물리적으로 떨어진 2개의 ground 사이에 potential 차이

  > 네트웍 인터페이스 카드는 큰 CMV(Common Mode Voltage)에 의한 failure의 첫 목표물이 되기 쉽니다.

2. common-mode 노이즈를 유발하는 두 번째로 큰 이유 = ground되지 않은 sources

  > 이런 노이즈는 모든 경우에 있어서 예측하기가 매우 어렵니다.


해결

1. 이런 노이즈를 방어하는 방법 = 상황에 맞게 적절한 ground

2. 추가적으로 큰 동작 범위와 큰 CMRR을 가진 부품을 사용


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S-Parameter 모델

원 포인트 레슨 2012. 2. 28. 21:55
 원래 S-parameter는 RF 분야에서 사용되는 개념이었는데, 요즘엔(2000년대 이후) 고속 보드 레벨 회로 설계에서도 흔히 사용하는 개념이다. 간략히 설명하자면 회로 네트웍에서 입출력 신호의 비율로서 그 네특웍의 특성을 묘사하기 위해 고안된 것이 S-parameter이다.
 S-parameter 모델은 네트웍의 입출력 신호비 만으로 구성되기 때문에 spice에 비해서 시뮬레이션 속도가 빠르며, 모델 자체만으로 네트웍의 특징을 우리에게 비교적 직관적으로 알 수 있게 해준다.

S21(insertion loss)
 2포트 짜리 네트웍이 있다고 하자. 포트 1이  입력이고 포트 2가 출력이라고 한다면, 입력으로 들어가서 출력으로 나오는 신호의 비를 S21 혹은 insertion loss 라고 부른다. S 다음의 숫자가 신호가 나오는 포트이고 그 다음 숫자가 들어가는 포트이다.
 만약에 S21 =  0dB 이면, 포트 1로 들어간 모든 신호가 손실없이 포트 2로 나온 것을 의미한다. S21 = -3dB 이면, 입력 대비 출력 신호의 파워가 반으로 줄어든 것을 의미한다(전압 기준으로 입력이 1V이면, 출력이 0.71V). S21이 -3dB 이하라면 그 네트웍은 insertion loss가 큰 편에 속한다고 볼 수 있을 것이다.

참고> dB
dB(데시벨)는 어떤 기준 전력에 대한 전력 비의 상용로그 값(벨)에 1/10을 취한 값이다.

S11(return loss)
 네트웍의 입력포트로 신호가 들어갈 때, 그 들어간 포트로 다시 돌아 나오는 신호의 비를 S11 혹은 return loss라고 부른다. S11 = 0dB 이면 들어간 모든 신호가 다시 반사되어 나온 것이다. 일반적으로 S11 = -20dB 이하인 네트웍 사용을 권장하는데 -20dB이면 전력비가 1/100이고, 전압으로 본다면 입력 전압이 1V 일 때, 반사되어 나오는 신호는 0.1V인 것을 의미한다.

S41(far end cross-talk) 
 4포트 짜리 네트웍이 있다고 하자. 포트 1과 포트 3는 입력이고, 포트 2은 네트웍 내부에서 포트 1과  conductor로 연결된 출력이고 포트 4는 포트 2와 conductor로 연결된 출력이라고 하자. 이때 포트 1로 신호가 들어가서 포트 2로 나오면 위에 설명된 S21이 된다. 그런데 포트 1로 신호가 들어가서 포트 4로 나오면, 우리는 그것을 S41라 부르는데, 그것은 우리가 흔히 알고 있는 cross-talk이라고 부르는 신호 성분이다. cross-talk 신호가 관찰되는 곳이 입력의 반대편에 있기 때문에 구체적으로 far end cross-talk(FEXT)이라고 부른다. S41은 S11보다도 더 작은 것이 바람직할 것이다.

S31(near end cross-talk)
 포트 1로 들어간 신호 중 포트 3으로 나오는 신호의 비는 S31이라 하는데, 이 것도 S41과 마찬가지로 cross-talk 신호 성분이다. 이 경우는 3번 포트가 1번 포트의 같은편에 있기 때문에 near end cross-talk(NEXT)이라고 부른다. NEXT와 FEXT는 다른 특징을 보인다 - Xtalk 부분 참조.

S-parameter 모델로 적용될 수 있는 곳
 IC의 핀 부터 핀까지 interconnect를 구성하는 모든 부분은 s-parameter 모델로 표현될 수 있다.  PCB(trace + via), connector, cable 들이 부분별로 S-parameter 모델로 표현될 수 있고, 모두를 합쳐서 표현될 수도 있다.

위상
  위에서는 크기만으로 s-parameter 모델을 설명하였지만, s-parameter 모델에는 크기 뿐만하니라 위상 정보도 같이 표현된다. 그래야만 정확히 신호를 묘사할 수 있기 때문이다.

고속 인테페이스에서의 규약
 표준 고속 인터페이스에서는 커넥터나 케이블등의 사용에 있어서 S-parameter 규약이 있을 수 있다. 다음은 DDR3 UDIMM 소켓에 관한 표준 spec이다. 마더보드에 사용되는 UDIMM DDR3 소켓은 아래 spec을 만족해야만 신호 품질을 보증할 수 있을 것이다.

 insertion loss   S21 < -1.2 dB,  f <= 3.5 GHz
 return loss   S11 < -10.0 dB, f <= 3.5 GHz
 far end xtalk   S14 < -13.5 dB, f <= 3.5 GHz
 near end xtalk   S13 < -9.5 dB, f <= 3.5 GHz

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고속 신호는 MS가 유리할까 SL이 유리할까?

원 포인트 레슨 2012. 2. 1. 04:17

 SI를 처음 공부할 때(10년 전), 고속 신호는 SL을 사용하라고 책에서 본 것으로 기억을 한다. 아마 많은 사람들이 지금도 그렇게 생각할 것이다. 그런데, 이것이 지금도 항상 맞는 말일까? 그렇지는 않다. 요즘같은 GHz 대역의 신호를 사용하는 경우에서는 SL(Stripline)을 사용하는 것보다 MS(Microstrip)를 사용하는 것이 유리하다. 왜 그런지 살펴 보자.

 20년 전에을 생각해 보자. 1990년대 초중반의 PC는 286~486이 주류를 이루었는데, 이때 PC의 속도는 고작 수 십 MHz 대였다. 시간으로 환산하면 10 ns 이상이며, 길이로 환산하면 Rt 동안 진행하는 길이는 1 m 이상되었다. PC용 메인보드의 크기가 긴 변 기준으로 30 cm 정도 하니까 터미네이션이 필요없는 상황이었다. 즉 SI는 신경 쓸 필요가 별로 없던 시절이었다. 다만 이때도 EMI는 준수를 해야하는 사항었고 EMI를 도미넌트하게 만들어내는 신호는 이 때의 고속신호인 수 십 MHz의 신호였다. 이런 고속 신호가 전자파를 내보내거나 전자파의 영향을 받는 것을 예방하기 쉬운 방법은 신호를 SL로 구성하여 차폐시키는 것이다. 따라서 이 시기에는 고속 신호에 SL을 사용하는 것이 MS를 사용하는 것보다 좋다고 생각을 했을 것이다. 이 당시는 SI를 거의 무시하던 시기이다(via effect 같은 것은 생각할 필요도 없다).
그리고 그것은 SI가 중요해진 수백 MHz 신호를 사용할 때까지도 어느정도 유효 했다.
 PC를 기준으로 본다면 2000년대 중반 쯤에 가서야 CPU클럭이 GHz넘은 것으로 기억하는데, 이때 때부터 조금씩 문제가 발생한다. GHz 이상의 신호를 SL로 보낼 경우 EMI 차폐로 얻는 이익보다는 SI degradation 문제로 잃는 손해가 더 커지기 시작한 것이다. SL은 구조적으로 MS보다 유전율이 높을 수 밖에 없다. 높은 유전율은 고주파 신호의 dielectric loss를 급격히 심하게 만든다. 그것은 신호의 slope을 눕게 만들어 data eye를 닫히게 한다. 또한 PCB 표면에 있는 부품에서 SL로 신호를 뽑기 위해서는 via를 사용해야 하는데, via의 사용은 GHz 신호에서 보다 민감하게 noise를 유발시키는 요소이다. 따라서 SL을 사용하는 것보다 MS를 사용하는 것이 더 유리한 면이 많게 된다.

 위 에서 우리가 알 수 있는 것은 고속 신호라는 말 자체가 비교 대상이 없으면 정확하게 답을 할 수 없게 한다는 것이다. 따라서 case by case로 SL을 사용할 지 MS를 사용할지 결정을 해야 할 것이다. 이러한 결정은 송/수신 단의 거리, 보드의 유전율, via의 사용 갯 수, 신호의 Rt 등을 고려하여 결정해야 할 것이다.
 

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